Amplificatore FM per banda 2 metri in classe C

Amplificatore FM per banda 2 metri

in classe C

PROGETTO E REALIZZAZIONE DI UN AMPLIFICATORE RADIOAMATORIALE PER 144-145MHz

Un amico OM aveva necessità di potenziare un piccolo modulo trasmittente FM recuperato da un vecchio ponte radio civile della Motorola, opportunamente riaccordato sulle frequenze radioamatoriali in banda 2 metri. Il modulo trasmittente non superava 0,6Watt.

Mi fu chiesto se era possibile buttar giù, nel giro di qualche giorno, il disegno di un piccolo amplificatore capace di "sputar fuoco" una quarantina di Watt o poco meno. Una tale potenza, sulle frequenze radioamatoriali in 2 metri, è illegale ed, inoltre, considerata la potenza uscente dal modulo trasmittente, non sarebbe bastato un singolo stadio di amplificazione, poiché passare da 600mW a ben 40Watt significa guadagnare la bellezza di 18dB. Terminata la discussione ed analizzati i principali problemi pratici, si decise di costruire un più modesto amplificatore da circa 9-10dB e che, in quelle condizioni, avrebbe "gettato" in aria circa 10Watt.

Poco dopo, la mia mente cominciava a rammentare vecchi esperimenti condotti qualche anno prima sui trasmettitori televisivi in modulazione VSB (Banda Laterale Vestigiale) per aiutare a rimediare alcuni problemi di trasferimento video ad una piccola emittente televisiva locale. Rovistando tra il vecchio materiale, trovai un nuovissimo transistor SD1274 della SGS Thomson mai utilizzato prima e sigillato ancora in busta. “Scartabellai” subito tra i data sheets dei transistors RF della ST ed appurai che il transistor in questione è un NPN da 30Watt per gamma 130-230MHz e specifico per applicazioni radiomobili FM. Intuii subito gli esperimenti televisivi: infatti, un tale componente avrebbe calzato benissimo per amplificare la potenza di un trasmettitore di trasferimento televisivo tra il ponte e la sede dell'emittente o per una piccola trasmittente interna da telecamera di qualche Watt televisivo a larga banda sulla terza banda televisiva VHF.

Il transistor in questione ha tutte le "carte in regola" per un amplificatore radioamatoriale in 2 metri.

Inoltre, la potenza erogabile, con un ingresso di 0,6Watt, è all'incirca di 10Watt (vedi figura 1).

In possesso sia dei dati che del transistor, decisi di andare ben oltre il disegno e di accingermi, addirittura, nella realizzazione pratica.

UN PO' DI TEORIA:

IL BIAS

Il termine "BIAS" ( si pronuncia [baiaes]), per inglesi ed americani, è sinonimo di "pendenza" o "inclinazione". Dal punto di vista tecnico, con questo termine, si identifica ciò che noi italiani chiamiamo "polarizzazione statica" di un componente attivo come può essere, ad esempio, un transistor o un tubo elettronico. In effetti, c'è similitudine tra il significato tecnico e quello d'uso generico, giacché per "pendenza", i tecnici americani hanno sempre e tradizionalmente indicato il punto di lavoro statico di un transistor o di un tubo lungo il tratto pendente della propria curva caratteristica d'ingresso. Attraverso il BIAS (o polarizzazione di base) è possibile, quindi, stabilire in quali normali condizioni deve operare un componente attivo. La sua importanza è fondamentale per il corretto funzionamento di un transistor o di una valvola ed assume importanza prioritaria se il transistor o il tubo deve essere usato come amplificatore di segnale.

Infatti, se in condizioni di riposo (cioè sottoposto alla sola polarizzazione statica) "energizzo" eccessivamente un transistor amplificatore, potrei costringerlo a lavorare in condizioni estreme e stressanti e quando, poi, gli applicherò il segnale da amplificare, potrei spingere le condizioni di lavoro alla saturazione, con il risultato di distorcere inevitabilmente il segnale amplificato.

Allo stesso modo, è come se avvitassi a fine corsa la vite del minimo del carburatore di un'auto, con conseguente grande dispendio di carburante, eccessivo riscaldamento e motore sempre su di giri.

Se alimentassimo una valvola amplificatrice con un BIAS troppo alto, rischieremmo di esaurirla in breve tempo, volatilizzando anche diversi soldini. Al contrario, se non dessimo energia a sufficienza al transistor, rischieremmo di produrre una distorsione di non linearità, dato che costringeremmo il componente a lavorare in una condizione troppo fiacca e, perlopiù, in una zona di lavoro in cui esso non risponde linearmente alle sollecitazioni esterne o, addirittura, spingendolo all'interdizione, ovvero al suo spegnimento.

E’ chiaro che usare un BIAS troppo alto è assolutamente da evitare in ogni caso, mentre usare un BIAS basso o nullo o negativo può risultare utile in determinate applicazioni. In base alla posizione del punto normale di lavoro determinato dal BIAS si possono ottenere ben quattro differenti classi di funzionamento: A, B, AB, C.

La figura 2, a titolo esemplificativo, mostra i punti di lavoro di un transistor sulle caratteristiche di ingresso e di uscita per le quattro classi di funzionamento ed i relativi "biasing" (cioè gli spostamenti del punto di lavoro lungo la curva caratteristica causati dal segnale entrante). La classe A è quella per cui il transistor fa scorrere corrente di collettore per tutta la durata del periodo del segnale d'ingresso (conduzione a 360°), riproducendone con una certa fedeltà la forma, cioè le variazioni nel tempo in modo quanto più proporzionale.

La classe A è necessaria quando ad un amplificatore si richiede, oltre l'amplificazione, anche una buona fedeltà di riproduzione e ciò è possibile facendo lavorare il componente attivo nella zona centrale e più lineare delle caratteristiche d'uscita; in tal modo, l'onda elettrica amplificata sarà quanto più proporzionale possibile alla forma dell'onda d'ingresso ed, inoltre, non sarà "tosata" in nessuna sua parte.

D'altro canto, lo svantaggio di questa classe di funzionamento è il basso rendimento (cioè la potenza resa in rapporto alla potenza assorbita dall'alimentazione), dato che il transistor, dovendo condurre per tutta la durata di ogni ciclo completo del segnale, dissipa grande energia in calore per effetto Joule. Il rendimento tipico di un amplificatore in classe A supera raramente il 30-40%: per ottenere 100Watt dobbiamo fornire, attraverso l'alimentazione di collettore, almeno 250300Watt.

In classe B il transistor conduce per una durata pari alla metà del periodo del segnale d'ingresso (conduzione a 180°) e, come diretta conseguenza, la polarizzazione alla base del transistor dovrà essere uguale al suo valore di soglia di conduzione (in un transistor BJT al silicio il valore della soglia di conduzione è compreso tra 600 e 700 mV). Il rendimento si alza notevolmente (55-65%) ma si introduce una considerevole distorsione, considerando che per metà periodo, essendo il transistor interdetto, il segnale amplificato d'uscita non segue alcuna variazione d'ingresso.

La classe AB è una via di mezzo tra classe A e classe B ed anche il rendimento ha un valore compreso tra quello medio delle due classi. In questa classe di funzionamento il transistor viene polarizzato con un BIAS di base tale da consentire una conduzione superiore alla metà del periodo del segnale d'ingresso ma inferiore al periodo intero: la conduzione è maggiore di 180° ed inferiore a 360° .

Infine, la classe C si ottiene stabilizzando il punto normale di lavoro, affinché il transistor possa condurre per meno della metà del periodo del segnale entrante (conduzione minore di 180°). La classe C ha il rendimento più elevato (70-80%) ma, per contro, la distorsione più alta. Se si osservasse ciò che si ottiene al collettore di un transistor funzionante in classe C, noteremmo un segnale impulsivo.

Per la costruzione di amplificatori con bassa distorsione, buona linearità e fedeltà (come gli amplificatori audio) sono consigliabili le classi A ed AB, pur sacrificando un notevole dispendio energetico.

La classe B tende sempre più a scomparire, mentre la classe C è esclusivamente utilizzata per l'amplificazione di segnali sinusoidali a radiofrequenza in modulazione FM e CW

Innanzitutto, è bene precisare che per le classi B, C ed AB, limitatamente all'uso per R.F., è necessario, all'uscita dell'amplificatore, un circuito risonante LC. Infatti, poiché per queste tre classi di funzionamento la conduzione della corrente di collettore non avviene per tutta la durata del periodo del segnale entrante, un circuito risonante, sintonizzato sulla frequenza del segnale amplificato e posto sull'elettrodo di collettore del transistor, costituisce un efficace "circuito volano".

Proprio come in una macchina meccanica a scoppio, le piccole e brusche spinte energetiche dello scoppio vengono dosate ed equilibrate da un disco volano per creare un regolare ciclo macchina, così, il circuito risonante all'uscita dell'amplificatore, stimolato dai brevi impulsi della corrente di collettore, inizia ad oscillare alla sua frequenza di risonanza, tramutando un segnale impulsivo in una completa onda sinusoidale a 360° (vedi figura 3).

L'AMPLIFICATORE IN CLASSE C

Si può ben immaginare quanto sia conveniente far lavorare gli amplificatori in classe C, vista l'utilità del circuito volano. Questa classe di funzionamento, infatti, ha un rendimento molto elevato; questo perché il componente attivo lavora solo per brevi istanti di tempo, dopodiché, con il circuito volano, è possibile anche ricostruire un'intera onda di 360°. Un problema è che il circuito volano ricostruirà solo sinusoidi e non un qualsiasi altro segnale variabile non sinusoidale. Il circuito volano, essendo un circuito LC sollecitato da impulsi esterni, oscilla alla sua frequenza di risonanza ma la sua oscillazione segue rigorosamente una legge sinusoidale. Per tale motivo, gli amplificatori in classe C possono essere utilizzati solo in pochi campi applicativi, cioè quando si voglia amplificare semplici segnali sinusoidali.

Se applicassimo all'ingresso di un amplificatore in classe C un segnale variabile non sinusoidale, otterremmo in uscita un segnale amplificato con la stessa frequenza di quello entrante ma con una forma d'onda sinusoidale.

Ecco, quindi, che un amplificatore in classe C risulta utile nel campo della radiofrequenza per la costruzione di amplificatori di media/grande potenza (data la sua vantaggiosa caratteristica di alto rendimento) e nei casi in cui si deve amplificare la sola onda portante (carrier). Parlo di segnali a modulazione di frequenza (FM) oppure quelli di tipo mark/space come i segnali della modulazione telegrafica (CW) o quelli per radio-telescriventi (RTTY).

Un amplificatore in classe C non può essere idoneo per amplificazione di segnali a modulazione d'ampiezza (AM) o diretti derivati dell'AM come quelli in banda laterale (DSB ed SSB). In AM ed in banda laterale, l'inviluppo dell'onda modulata riproduce l'andamento del segnale elettrico modulante (quello trasdotto dalla voce, per intenderci) ed un amplificatore in classe C distorcerebbe, fino all'intelligibilità, l'informazione contenuta. In FM, invece, dove l'informazione è implicitamente contenuta in una lieve variazione della frequenza dell'onda portante e non in una variazione d'ampiezza, l'amplificazione in classe C è una cosa possibile (ed anche conveniente) perché ciò che verrà amplificato dal transistor è la sola onda portante, la cui forma è semplicemente sinusoidale.

Il progetto di un amplificatore in classe C con transistor BJT risulta, sotto certi aspetti, più semplice rispetto al progetto per classi di funzionamento diverse.

I sacri testi di elettronica affermano che per polarizzare in classe C un transistor BJT è necessario un BIAS negativo, quanto basta per farlo lavorare leggermente sotto la soglia d'interdizione.

Con i transistori BJT opportunamente studiati per applicazioni RF, nella realtà dei fatti, la classe C è possibile ottenerla in un modo ancor più banale, cioè semplicemente omettendo la polarizzazione all'elettrodo di base. In tal caso, la conduzione si avrà, comunque, per un tempo minore alla metà del periodo del segnale d'ingresso, poiché il segnale da amplificare applicato sulla base, in assenza di BIAS, porterà in conduzione il transistor solo a partire dal valore di soglia (circa 650-700mV) e smetterà di condurre quando l'onda alla base scenderà al di sotto della stessa soglia.

Per amplificare segnali AM o in banda laterale, il componente attivo dell'amplificatore deve, necessariamente, lavorare in classe A o AB

(quest'ultima è sicuramente quella più usata).

IL CIRCUITO ELETTRICO: PROGETTO E DIMENSIONAMENTO

Il circuito elettrico dell'amplificatore FM proposto è molto semplice, specie per la realizzazione pratica, un po' meno per ciò che riguarda il dimensionamento. La configurazione circuitale è quella tipica degli amplificatori transistorizzati in classe C, cioè senza alcuna polarizzazione di base e con i due circuiti di accordo LC per l'adattamento d'ingresso e d'uscita (vedi figura 4).

Questi filtri LC, in configurazione a "T", sono dei veri e propri "transmatch", cioè adattatori o trasformatori d'impedenza: devono essere calcolati per risuonare alla stessa frequenza del segnale R.F. ed in base all'accordo da realizzare tra l'impedenza d'ingresso e d'uscita.

Per dimensionare i componenti del circuito LC d'ingresso (C3, C4, L3) si deve, innanzitutto, definire il giusto fattore di merito Q.

Guardando i data sheets dell’ SD1274, si può conoscere il valore d'impedenza d'ingresso del componente. Questo valore è legato alla potenza del segnale entrante, alla frequenza ed al valore di tensione di alimentazione:

input Ohm = 1,0 + j0,4

(per Pin=3Watt, F=175MHz, Vcc=12,5 Volt)

Questo dato sarà il nostro valore di riferimento anche se opereremo a 145MHz e con una potenza d'ingresso inferiore. Del resto, il valore d'impedenza d'ingresso per questi transistors varia talmente poco con la frequenza e la potenza d'ingresso che un eventuale "delta" può essere considerato trascurabile. In altri casi, i data-sheets riportano le impedenze leggibili direttamente sulla carta di Smith.

Il valore d'impedenza è espresso attraverso un numero complesso, in cui la prima parte, ovvero l'aliquota reale, rappresenta la componente resistiva dell'impedenza del transistor, mentre la seconda parte esprime l'aliquota immaginaria che rappresenta la componente reattiva. In modulo, questa impedenza, risulta:

Ora si passa a definire il fattore di merito Q della rete LC: il fattore di merito delle reti d'accordo per un amplificatore amatoriale sui 145MHz può spaziare tra un valore di 6 ed uno di 15. Non è consigliabile scegliere un Q troppo alto perché la taratura per sintonizzare il circuito sarà molto complessa e, senza gli appositi strumenti di misura, sarà molto improbabile riuscire a centrare la sintonizzazione per il giusto accordo, con conseguente disadattamento, distorsione e riflessione delle onde. D'altra parte, scegliendo un Q non molto alto, dovremo accontentarci di un amplificatore poco selettivo, a larga banda e che amplifica anche una congrua quantità di armoniche. In questo progetto ho scelto un valore intermedio pari a 10. Il passo successivo è il calcolo delle reattanze. La reattanza serie, che nel nostro caso è quella induttiva (vedi circuito elettrico), sarà:

in cui Zout è l'impedenza d'uscita del filtro che deve coincidere con l'impedenza d'ingresso del transistor (cioè 1ohm). Per conoscere le reattanze capacitive dei due condensatori, per semplicità, si calcolano prima i due fattori alfa e beta, tenendo in considerazione le seguenti equazioni:

in cui Zout è l'impedenza d'uscita del filtro, Zin è l'impedenza d'ingresso del filtro, che deve essere pari all'impedenza di 50ohm, e Q è il fattore di merito della rete. Il valore di a coincide con il fattore di merito sotto carico, indicato anche come QL, mentre il fattore b rappresenta la resistenza virtuale della rete, altrove indicata anche come Rv (vedi teoria delle reti elettriche).

Quindi, passando ai calcoli, abbiamo:

Il calcolo delle due reattanze capacitive è molto semplice:

Quindi:

La frequenza di lavoro è 145MHz ed abbiamo tutti i dati per passare dai valori delle reattanze a quelli induttivi e capacitivi:

E' naturale usare dei compensatori anziché dei condensatori con valore fisso, cosicché per C3 andrebbe bene un compensatore 10-60pF e per C4 uno identico con in parallelo un condensatore a valore fisso di 56pF. Il procedimento di calcolo per il dimensionamento del filtro in uscita è simile a quello già visto, tenendo presente che il filtro viene utilizzato "al contrario", cioè con l'ingresso sulla bobina e l'uscita sui condensatori. Difatti, nel caso del filtro d'uscita, l'adattatore d'impedenza deve “matchare" (accordare) un'impedenza bassa (quella d'uscita del transistor) con un'impedenza alta (quella del carico dell'antenna) e non un'impedenza alta con una bassa, per il filtro d'ingresso.

Dimensioniamo, ora, il filtro d'uscita.

"In primis" va calcolata la giusta impedenza di carico del transistor in condizioni di lavoro, attraverso la seguente equazione:

Questo valore rappresenta l'impedenza d'uscita del transistor che deve corrispondere con l'impedenza d'ingresso del filtro d'uscita, cioè 50ohm. Le reattanze vanno calcolate così:

Passando ai calcoli:

Per un segnale R.F. di 145MHz queste reattanze equivalgono a:

Per C6 si può usare un compensatore ceramico da 1,5-20pF o di valore più alto, mentre la capacità di C7 deve essere realizzata con un compensatore ceramico 10-60pF in parallelo ad un condensatore ceramico da 22pF.

Rimangono le ultime tre induttanze L1, L2, L4.

L2 deve essere dimensionata per risuonare con la capacità parassita tra collettore ed emettitore del transistor. Poiché l'SD1274 offre una capacità d'uscita di circa 100pF, l'induttanza L2 deve essere di 13nH. L1 ed L4 sono delle R.F.C. (acronimo di Radio Frequency Choke) o, più semplicemente, "chokes". Questo termine (si pronuncia [tok]) deriva dall'inglese e significa "strozzatura" o "soffocatura". In effetti, queste induttanze hanno un valore molto alto, poiché devono comportarsi come una strozzatura per il segnale R.F. scorrente nel circuito. In particolare, L1 ha la funzione precisa di bloccare la corrente a radiofrequenza che altrimenti si dirigerebbe verso il polo positivo dell'alimentatore. In parte, questa funzione è già svolta dall'induttore L2, posto sul collettore del transistor ed in serie ad L4, ma la sua funzione non è quella di choke, poiché la sua induttanza non è molto elevata.

Queste chokes (L1, L4), essendo delle normalissime induttanze, si comportano come corti circuiti per la corrente continua, mentre costituiscono un vero e proprio "muro" per la R.F. Infatti, la corrente continua di polarizzazione del transistor, per giungere all'elettrodo di collettore, passa senza alcun ostacolo attraverso L1 ed L2. La choke L4 garantisce un collegamento netto dell'elettrodo di base di TR con la massa, onde garantire la polarizzazione statica in classe C, ma per la R.F., questa R.F.C., vista la sua induttanza/reattanza elevata, è tutt'altro che un corto, anzi quasi un circuito aperto. Quest'ultima, oltre ad un'induttanza elevata (perciò viene scelta una choke), deve avere anche un Q abbastanza basso alla frequenza del segnale R.F., affinché sia scongiurata la risonanza con la capacità parassita che il transistor presenta tra base ed emettitore, pena un fenomeno auto-oscillatorio. Viene scelta una VK200: una choke per segnali VHF commercializzata, già molto tempo fa, dalla Philips. Si tratta di un piccolo filo nudo insinuato in cinque fori di una bead (perlina) di ferrite. Altre chokes equivalenti sono le VHF-bead-Siferrit di Siemens, oppure le FB-43-5111 di Amidon.

In foto 1 ci sono alcuni tipi di chokes per alimentazione.

UN PROBLEMA NEL PROGETTO E NELLA REALIZZAZIONE DEI CIRCUITI R.F.

Chiunque disegna e realizza progetti per radiofrequenza conosce uno dei più ostici problemi di questo campo: l'autocostruzione delle induttanze. Questo problema affligge, maggiormente, colui che opera con trasmettitori ed amplificatori, cioè con circuiti in cui ci sono potenze di un certo rilievo (dal Watt fino ai KWatt). Infatti, quando si devono realizzare circuiti in cui circolano segnali di una certa potenza non è possibile utilizzare le piccole induttanze commerciali da acquistare già belle e pronte. Queste hanno valori abbastanza precisi ma sono idonee solo per potenze molto modeste. Ma se volessimo realizzare dei solenoidi in aria, l'unica alternativa è l'autocostruzione. Tuttavia, esistono delle formule (ad esempio quella di Nagaoka o altre derivazioni) e delle tabelle per calcolare teoricamente il valore di un'induttanza in base al suo numero di spire, alla sua lunghezza, al suo diametro; ma questi calcoli offrono solo un valore di riferimento teorico che, molto spesso, è poco attendibile dalla realtà.

Insomma, pur realizzando delle bobine a "regola d'arte", rispettando con estrema precisione la lunghezza, il diametro, il numero delle spire e la geometria (cosa di per se già improbabile), non potremo essere sicuri che il valore reale risulti uguale a quello del calcolo teorico. Ciò non giustifica la necessità di disporre di un induttanzimetro o di un ponte RLC, perché un ponte RLC professionale ed affidabile costa alcune decine di milioni di lire. Inoltre, con un ponte RLC, difficilmente riusciremo a misurare induttanze per VHF , cioè nell'ordine delle decine di nanoHenry, dato che questi strumenti misurano induttanze a partire dalle centinaia di nanoHenry.

Scartando l'ipotesi del ponte RLC, rimane quella dell'induttanzimetro: uno strumento di grande precisione (0,1-0,3%) specifico per le misure delle sole induttanze e con la possibilità di misurare anche valori molto bassi a partire dalle centinaia di picoHenry in poi.

Ma buoni induttanzimetri come quelli della BOONTON RADIO, W&G, ROHDE & SCHWARZ ecc., sul mercato dell'usato, non valgono sotto il milione di lire. Ad esempio, per un modello "63C" della BOONTON RADIO, usato ma in discrete condizioni, mi hanno chiesto 1.100.000 lire (circa 600 €) e si tratta pur sempre di uno strumento usato, la cui tecnologia risale ad oltre trent'anni fa !

Mi sembra, a tal punto, superfluo insistere sul fatto che una bobina non potrà essere modellata e misurata con estrema precisione, a meno che si abbia la fortuna di disporre di un costoso induttanzimetro. Rimane la rassegnazione alla ricerca del metodo empirico per surclassare questo inconveniente. Per tale motivo, il progettista R.F., sapendo preventivamente che le sue bobine autocostruite non avranno il valore preciso che egli desidera, deve necessariamente compensare queste grosse tolleranze attraverso i trimmers capacitivi: i compensatori, appunto.

Poiché la capacità e l'induttanza sono due elementi reattivi opposti, un abbassamento della reattanza capacitiva può compensare una reattanza induttiva troppo alta e, viceversa, un innalzamento della reattanza capacitiva compensa una reattanza induttiva di valore più basso del dovuto. Ecco perché vicino ai circuiti risonanti non troveremo mai condensatori a valore fisso (salvo eccezioni) ma sempre dei compensatori. Ed ecco perché, oltretutto, questi compensatori hanno spesso escursioni di variazione capacitiva anche molto grandi (in genere da 10-60pF o 10-180pF), onde assicurasi di riuscire a compensare valori d'induttanze anche abbastanza differenti da quelli teorici di progetto. Se poi si considera che i reofori dei componenti e le piste del circuito stampato danno vita ad altri fenomeni induttivi (piccoli ma non trascurabili per frequenze molto alte), ci si rende conto di quanto divenga empirica la realizzazione dei circuiti in alta frequenza in cui l'uso dei compensatori è inevitabile.

LA REALIZZAZIONE PRATICA

Il layer, cioè lo strato del circuito stampato, è qualcosa di semplicissimo da realizzare. Si potrebbe anche non costruirlo, saldando i reofori dei pochi componenti tra di loro e lasciandoli sospesi nel vuoto all'interno di una scatola di alluminio ben schermata. La realizzazione con circuito stampato, però, darà una costruzione più ordinata. La base del circuito stampato è meglio che sia di vetronite e non di materiali più economici (bachelite o altre resine fenoliche). E' bene che le piste siano di dimensioni generose onde evitare che spazi di rame troppo stretti possano dar vita a fenomeni induttivi che abbassino la potenza di emissione.

Bisogna anche evitare piste di rame troppo vicine, pena la possibilità di qualche fenomeno capacitivo che, seppur trascurabile, ci renderà la vita difficile con qualche brutta auto-oscillazione. Il resto è banale, dato che tutto il montaggio dei componenti è di tipo superficiale e non richiede la foratura della vetronite se non per il perno assiale del transistor e per qualche vite di ancoraggio del radiatore di calore. Infatti, il package dell'SD1274 è un 4L-STUD, con diametro del corpo cilindrico da 0,38 pollici (quasi un centimetro) ed un perno longitudinale filettato per l'ancoraggio sottostante di un dissipatore assiale orizzontale. Il transistor viene saldato con i suoi quattro reofori sul lato superficiale della base di vetronite, facendo ben attenzione che tali reofori siano perfettamente planari ed aderenti alle rispettive piste di rame su cui vanno saldati. In seguito, viene avvitato il dado di fissaggio insieme ad una rondella che garantisce una buona presa meccanica. In figura 5 sono disponibili i dettagli costruttivi di tutte le induttanze (bobine a solenoide e chokes sull'alimentazione). L'induttore L2, per essere un solenoide in aria da 13nH, avrà 2 spire di filo di rame (meglio se nudo ed argentato ma va bene anche quello smaltato) da 0,6mm (AWG22/ SWG23) avvolte su un diametro interno di 3mm e per una lunghezza di 4mm.

L3 è molto simile ad L2: per realizzarla basta effettuare una copia identica di L2 e poi allargare leggermente la spaziatura delle spire fino à passare da una lunghezza complessiva della bobina di 4mm ad una lunghezza di 3,5mm.

L5, invece, è una bobina in aria costituita da 4 spire serrate di filo smaltato da 1mm (AWG18/SWG19) su un diametro di 6mm (vedi figura 5). Per rispettare fedelmente il diametro interno di L3 ed L5, queste bobine possono essere avvolte su punte da trapano da 3 e da 6. Il disegno del layer è in figura 6. Insieme a quest'ultimo c'è anche il disegno d'assieme con i componenti, la lista dei componenti ed in il primo prototipo da me realizzato in foto 2 (su un vecchio circuito stampato molto simile a quello di figura 6). Assicurarsi, inoltre, che le bobine L3, L5 ed L2 siano tenute alte a circa mezzo centimetro dalla superficie; anche i compensatori e le chokes, L1 ed L4, a circa tre millimetri d'altezza.

In ingresso ed in uscita vanno saldati due bocchettoni a PL o ad N o, ancora meglio, due connettori BNC. Credo che i connettori BNC siano i migliori perché garantiscono un ottimo ancoraggio meccanico e, di conseguenza, un buon contatto elettrico di massa. Del resto l'affidabilità di questo connettore è provata dalla sua stessa storia, che vide la marina militare americana usarli per la prima volta dietro specifica richiesta di progetto e di realizzazione (infatti, la sigla BNC è acronimo di "Bayonet Navy Connector", cioè connettore a baionetta per la marina). I condensatori variabili C3,C4,C6 e C7 devono essere ceramici per alta frequenza: io ho recuperato qualche vecchio compensatore ceramico rettangolare (oggi un po' difficili da reperire in commercio) e qualche compensatore ceramico di forma circolare. E' sconsigliato ripiegare su compensatori in altri materiali che sono facilmente reperibili in commercio ma non idonei per applicazioni in alta frequenza. I condensatori C5 e C8 devono essere di tipo ceramico NP0, cioè con coefficiente di temperatura nullo. I condensatori ceramici NP0 sono quelli più stabili ed idonei per applicazioni in alta frequenza e si riconoscono da una fascetta nera stampata sulla parte superiore del loro corpo. Ultima cosa da accennare, ma non per questo meno importante, è la perfezione delle saldature: queste che devono essere lucide e non eccessivamente corpose. Nei montaggi in alta frequenza la qualità delle saldature riveste un ruolo prioritario, influendo per un buon 40% sulla riuscita della realizzazione.

LA TARATURA

La calibrazione dei quattro compensatori è la fase più delicata ed impegnativa della realizzazione di questo amplificatore. Quanto più sarà accurata questa taratura, tanto più soddisfacenti saranno le prestazioni del dispositivo. Molto dipende anche dalla qualità del montaggio: la precisione con cui si sono costruite le tre bobine L2, L3 ed L5, la qualità delle saldature e la qualità dei componenti, specie i compensatori. Se si dispone di tutti gli strumenti di misura, la taratura non sarà particolarmente impegnativa e non costituirà uno “spauracchio”, anzi potrà risultare divertente ed anche molto auto-istruttiva, dando la possibilità di sperimentare molte situazioni.

Gli strumenti essenziali sono un affidabile wattmetro passante ed un carico fittizio a 50ohm in grado di dissipare energia a 50Watt/s (meglio se 100Watt/s, nel caso volessimo testare l'amplificatore anche a potenze superiori, con pilotaggi maggiori di 1Watt). In alternativa al carico fittizio si può usare anche un'antenna per i 2 metri, con relativo cavo coassiale a 50ohm. E' poi necessario anche un tarino, cioè un piccolo cacciavite anti-induttivo per le tarature dei compensatori. Il wattmetro viene inserito tra l'uscita dell'amplificatore ed il carico fittizio. I collegamenti vanno, ineccepibilmente, realizzati con cavo coassiale a 50ohm (RG58, RG8, RG213 ecc.) sia in ingresso che in uscita tra amplificatore, wattmetro e carico fittizio o antenna. Dopo aver alimentato il circuito con una tensione di 12,5V, conviene cominciare a toccare i condensatori variabili C3 e C4 per ottenere la massima potenza leggibile sul wattmetro. Si può anche interporre un tester (in funzione amperometro) in serie ad un qualsiasi polo dell'alimentatore e cercare di aggiustare C3 e C4 per la massima lettura di assorbimento di corrente. Si passa, poi, ai due condensatori variabili del filtro d'uscita (C6 e C7) per ottenere la più alta lettura di potenza sul wattmetro. Disporre di un analizzatore di spettro sarebbe il massimo per la messa a punto e per la verifica delle caratteristiche. Questo prezioso ma costoso strumento è appannaggio di pochi fortunati e solo questi ultimi avranno la possibilità di osservare la purezza spettrale dell'emissione e notare eventuali problemi di auto-oscillazioni.

Ultimi consigli pratici per la taratura: se ci fossero difficoltà di taratura dell'amplificatore, si deve provare a ritoccare la bobina L3 ed, in particolare modo, la spaziatura delle sue spire. Se i problemi di taratura persistono (il segnale è troppo spurio e distorto, oppure la potenza è troppo bassa), significa che i valori delle induttanze L3 ed L5 sono ancora abbastanza lontani da quelli di progetto. Perciò, come ulteriore azione, si prova ad eliminare i condensatori C5 e C8 e sostituire C4 e C7 con due compensatori ceramici da 10-180pF e C6 con uno da 5-45pF (è importante che parta da 5pF o meno). Se dovessero ancora insistere problemi, provate a ricostruire L3, avvolgendo una sola spira dello stesso tipo di filo su un diametro di 4mm (si può usare una punta da trapano da 4) e per una lunghezza di 4mm. Inoltre, fate attenzione anche alla lunghezza dei cavetti coassiali in ingresso ed in uscita: qualcuno di essi potrebbe entrare in risonanza.

L'ALIMENTAZIONE

Ed ora, due righe sull'alimentazione.

Poiché il progetto è dimensionato per un'alimentazione di 12,5V, l'alimentatore può esserne uno qualsiasi da 12V e capace di erogare almeno 4 Ampere (meglio se 5A) per la massima potenza dell'amplificatore. Un amplificatore in classe C ha un rendimento del 70-75% circa: questo significa che per la massima potenza d'uscita (oltre 35 Watt) è bene che l'alimentatore sia dimensionato per almeno 50 Watt o più. Chi desidera dilettarsi anche nell'autocostruzione dell'alimentatore può montare il circuito di figura 7 su una comoda base millefori disegnandosi il circuito stampato. Questo circuito l'ho dimensionato per una potenza ben più grande di quella necessaria per l'amplificatore. Il cuore del circuito alimentatore è l'integrato regolatore di tensione LM7812. Il transistor è un darlington PNP di tipo MJ4030 e realizza lo stadio di potenza dell'alimentatore. Esso ha la capacità di far circolare, tra collettore ed emettitore, una corrente fino a 16A con una potenza dissipabile di 150Watt. Di grande importanza sono le due impedenze, in serie ai due poli d'uscita, per evitare rientri di R.F. dall'amplificatore. Io ho usato due chokes recuperate da alcuni rottami. Trattasi di bobine con un valore compreso tra 5 e 10microH. Chiunque può costruirle, avvolgendo su un nucleo cilindrico di ferrite (lungo circa 6,5cm e di diametro 1,5cm) da una quindicina ad una ventina di spire serrate di filo smaltato da 1-1,2mm.

Si possono anche avvolgere da una decina ad una quindicina di spire dello stesso filo smaltato su un nucleo toroidale T80/17 o T80/ 10.

Riferimenti bibliografici:

"RF & Microwave power transistors databook"
SGS Thomson Microelectronics, 1st. edition 1989
R.S. Hewes, G.R. Jessop "Radio Data Reference Book"
Radio Society of Great Britain 6th. edition 1995